mosfet push-pull impedantie en uitgang koppeling

Op 29 oktober 2021 21:21:26 schreef benleentje:
Het is
√(50 / 6.25) = √(8) = 2.83

[...]Al die = tekens horen daar niet. Ik begrijp wel wat je bedoelt maar TS blijkbaar niet wat ik voor mezelf ook wel doe is ipv = tekens >> tekens gebruiken. Dat voor mij zoiets als deelberekening 1 schuift door naar deelberekening 2

Rdrain=[(2Uds/√2)^2]/2Pout of
Rdrain = [ (2xUds / √2)² ] / 2xPout (vind ik beter leesbaar)
Rdrain = [ (2 x 25V / √2)² ] / 2 x 100W
Rdrain = 35.35² / 200
Rdrain = 1250 / 200 = 6.25

@MartinV toch veel bewondering hoe je het uitlegt, voor jezelf mag je best zo rekenen en dat is niet fout op een forum beter zoveel mogelijk uitschrijven. Hoop dat je het weet te waarderen

Beste Benleentje,

Om een kwadraat aan te geven gebruikte ik ^2, maar ik zie bij jouw een mooie 2 in het klein, rechtsboven.
Hoe doe je dat, want zo wilde ik het eigenlijk ook schrijven.

Op 30 oktober 2021 10:53:48 schreef harry64:
De BN43-7051 wordt het ook niet. 15 watt dc in 2.5 watt rf uit met erg veel vervorming.

Dat is bij nader inzien toch niet niet vreemd.

Tenminste als het zo is:
*je gebruikt de versterker als lineaire eindtrap (aanname 1).

*Met een rendement van pakweg 50 % in klasse AB (aanname 2) heb je 2,5 Watt carrier of 10 Watt PEP bij een piek vermogensopname van 20 Watt.

En die vervorming verklaart waarschijnlijk het verschil tussen die 15 Watt en de 20 Watt.

En dan nog dit: het gemiddelde vermogen wordt niet genoemd. Met een PWM AM modulator, dus geen lineaire eindtrap, is het zo ongelooflijk veel gunstiger.

Een klasse C versterker is onder alle omstandigheden beter,(en stabieler) behalve betreffende het instuurvermogen wat bij klasse C en D een stuk hoger is.

Jouw manier van moduleren is niet goed.
Je kunt veel beter de voorgaande versterker in AM moduleren.
De eindversterker stel je dan in klasse A/B en dat is veel eenvoudiger.
Uiteraard hoef je dan niet uit te gaan van een groot vermogen, het praktische rendement zal daarbij ongeveer op 25% liggen, wat op zich al gunstig is.
Mogelijk ca. 20%.
Van de 100 Watt zal je dus 75 Watt opstoken in de Mosfets.

Ha Martin V,

Ik geloof dat jou voorstel niet de juiste weg is
Zelf heb ik een paar jaar geleden een lineair klasse C gemaakt voor,
het ontwerpen van een schakelvoeding 10 MHz schakel frequentie !
Ik denk dat om een A.M. gemoduleerde draaggolf te versterken een en ander het zelfde gaat,
ik kan je vertellen dat incl. de delay line er toch wel iets meer voor kom kijken.

Even voor @TS eerst ging je vraag over de trafo daar heeft @Martin V er mooie van gemaakt,
dus dat mag qua constructie het probleem niet zijn.
De M.O.S.-F.E.T. is een nogal grillige halfgeleider en heeft maar een klein lineair gebied
d.w.z. zonder linearizer zal de vervorming niet uitmuntend zijn
Dan even over de uitgangsimpedantie deze is niet constant maar afhankelijk van je sturing,
deze sturing heeft een andere betekenis als de door jou aangelegde elektrische spanning op de gate !
De door jou aangelegde elektrische spanning veroorzaakt een elektrisch veld.

De gate van een M.O.S.-F.E.T. is geïsoleerd van elk ander deel ervan, wat betekent dat er geen elektrische stroom kan vloeien.
De aanwezigheid van een elektrische spanning aan de gate creëert een elektrisch veld,
in het halfgeleiderkanaal waardoor het geleidend wordt.
Daarom wordt het een spanning gestuurd component genoemd.

Nu kan de afhankelijkheid een lineaire functie van spanning zijn, of zelfs een kwadratische functie!
En die laatste betekend heel veel harmonische en dus vervorming.......
Om een lineaire klasse C te waarborgen komt iets meer voor kijken,
ik denk als ik mijn ontwerp nog ingedachte neem wel zo'n 400 componenten meer

Maar goed zou je interesse hebben dan kan ik mijn ontwerp delen.
Dat is wel geen push pull of push push maar wel goed voor een hoog rendement en een simpele filtering,
alleen er komt een bias controller bij niet complex maar toch wel boven het H.A.M. radio gebeuren !

Groet,
Henk.

Op 30 oktober 2021 19:57:39 schreef Martin V:
Een klasse C versterker is onder alle omstandigheden beter,(en stabieler)

Dat klopt niet.
Een onstabiele versterker blijft onstabiel, ook als je hem in C zet.
Dat hij zonder aansturing geen stroom neemt zegt niets. Zodra je wel sturing hebt, is het weer hetzelfde liedje. Soms gilt hij zelfs door ook nadat de sturing weer weg is!

Simpelweg een andere ruststroominstelling kiezen zorgt niet voor een betere stabiliteit. De schakeling en opbouw zijn dan immers nog steeds hetzelfde.

Eén stabiliteitstest, vooral voor hobbyisten, is dan ook: zet de versterker (zonder sturing, maar wel met de gewone belasting) in klasse AB. Je kunt gerust zover gaan met de ruststroom tot de dissipatie hetzelfde is als tijdens normaal bedrijf bij volle sturing in C het geval gaat zijn.
Is de versterker dan instabiel, dan zal je ook in klasse C, bij aansturing, rommel produceren.

Is echter bij deze ruststroomtest de versterker stabiel, dan zal hij dat (bij dezelfde belasting) ook in klasse C zijn.

Hoe doe je dat, want zo wilde ik het eigenlijk ook schrijven.

Als aan het beantwoorden bent heb je zo een mooie invoerbox Met daarboven Bold, Italic, doorstrepen, ^sup halve regel omhoog en _sub is halve regel naar beneden.

En volgens de FAQ is er zelfs nog ergens een formule modus maar daar heb ik nog niet mee gespeeld.

y = (x^2 + 2)/5

{math]y = (x^2 + 2)/5[/math] Waarbijn het eerste haakje nu even expres fout is.

Op 29 oktober 2021 16:34:58 schreef harry64:
Omdat ik op een lage voeding (15 volt) met hoger ampèrage aan pak hem beet 50 watt wil komen [...]

Als ik meet op de mosfets dan gaan deze mooi richting nul en omhoog naar +/- 28 volt. Echter verdwijnt er vermogen in de FT140-43 want die wordt akelig heet.

Om de benodigde impedantie uit te rekenen, is het het gemakkelijkste als je van het piekvermogen (de piek binnen één sinus) uitgaat. Voor 50 W gemiddeld is dat 100 W.
In je startpost zeg je klasse AB te willen berekenen. Hier en daar is het al voorgedaan, maar voor de volledigheid nog een keer met de gegevens uit je startpost. Zelf kun je dit nadoen met alles wat je gewijzigd wilt hebben. De berekening is geïdealiseerd natuurlijk, maar levert toch goede resultaten voor de wikkelverhouding op.

Als de spanning op de FETs 28 V_pp is (dus vanuit de 15 V voeding naar beneden gaat tot 1 V en omhoog tot 29 V), dan is de spanning over de uitgangstrafo primair dus 28 V_p; dit geef je zelf ook aan.
Bij 50 W betekent dat een gevraagde impedantie van U_p²/P_p= 28²/100= 7,84 Ω.
De trafoverhouding wordt de wortel daarvan, dus 2,8; afgerond 3. De 'hoogohmige' kant zit dus aan de uitgang.

De impedantie van de trafowikkeling moet duidelijk hoger zijn dan van de belasting, maar niet idioot veel hoger. Vanaf 4× is al mooi (dat is minder dan de meesten zouden raden!), en meer dan 10× is onnodig te veel.
De primaire kant zou dus een X_L van ergens tussen 30 en 80 Ω kunnen hebben. Voor een FT-140 kern komt dat neer op 4 windingen primair; dat is de totale wikkeling van drain naar drain. Secundair dus driemaal zoveel, dat wordt 12. (Calculator)

Fets ---> 4:12 ---> 50 ohm.

Als je veel minder windingen neemt, zoals hier en daar in de posts het geval lijkt (de getallen wisselen steeds ), dan loopt er te veel blindstroom door de wikkelingen, en wordt de zaak heet.
(Met deze getallen zou de dissipatie in de trafo ruim 200 mW worden. Maar met slechts 3 windingen primair zelfs al bijna 400 mW.)

Op 30 oktober 2021 21:10:46 schreef Frederick E. Terman:
[...]Dat klopt niet.
Een onstabiele versterker blijft onstabiel, ook als je hem in C zet.

Ik heb het niet over een instabiele schakeling, dat heb ik helemaal niet gezegd.
Maar een stabiele versterker gewoon in klasse C.
Doordat het instuurvermogen voor klasse C een factor hoger is, zal er minder last zijn van instabiliteit als van een versterker ingesteld in het lineaire gebied.

Als je veel minder windingen neemt, zoals hier en daar in de posts het geval lijkt (de getallen wisselen steeds ), dan loopt er te veel blindstroom door de wikkelingen, en wordt de zaak heet.
(Met deze getallen zou de dissipatie in de trafo ruim 200 mW worden. Maar met slechts 3 windingen primair zelfs al bijna 400 mW.)

Wanneer T.S zegt dat zijn ringkern heet wordt, dan heb je het niet over een opwarming ten gevolge van enkele honderden milliwatts, maar in de orde van enkele tientallen Watts.

Op 30 oktober 2021 21:10:09 schreef electron920:
Ha Martin V,

Ik geloof dat jou voorstel niet de juiste weg is

ik denk als ik mijn ontwerp nog ingedachte neem wel zo'n 400 componenten meer

Daar heb je helemaal geen 100 componenten voor nodig.
Een paar Mosfets HF in- en uitstuur transformators en dat is het.
Ik weet niet op welke golflengte jij zit.

Ha Martin V,

Even een korte reactie van mijn kant, mijn zeer voorzichtige opmerking heeft betrekking op,

Een klasse C versterker is onder alle omstandigheden beter,(en stabieler) behalve betreffende het instuurvermogen wat bij klasse C en D een stuk hoger is.

Dat was het, ik zie dat @Frederick E. Terman iets minder genuanceerd maar niet minder waar het punt heeft verduidelijkt.

Wel kan ik mij vinden in het feit dat, hoe minder klim bim hoe minder gevoelig voor allerlei neven effecten !
Maar voor een versterker met een constante geleidingshoek ( conduction angle ) was er in mijn ontwerp iets meer voor nodig.
Daarmee weet ik niet hoe jij een en ander opbouw daar heb ik dan ook geen commentaar over....

Groet,
Henk.

Op facebook is een pagina fett hf,staat ook heel veel op

Op 30 oktober 2021 23:10:35 schreef Martin V:
Wanneer T.S zegt dat zijn ringkern heet wordt, dan heb je het niet over een opwarming ten gevolge van enkele honderden milliwatts, maar in de orde van enkele tientallen Watts.

Precies. Een paar tienden watt kernverlies, met 3 windingen primair 9 secundair, is normaal; maar bij @TS wordt de kern heet.
Daarom denk ik dat bij @TS het aantal windingen te laag is. In het schema van @TS bijvoorbeeld staat 2 secundair (in plaats van onze 9), en in de post van vrijdagavond staat 3 secundair. Dat zijn te lage aantallen.

Het andere kerntje, met 2×18 windingen voor de DC voeding, lijkt prima te werken. Daaraan hoeft niets veranderd.

Hoi allen die hebben bijgedragen. Het is heel leerzaam.

Ik heb aangaande de IRF510's en het transformator gebeuren een aantal zaken ontdekt waarom een trafoverhouding van meer dan 1:2 een veel slechter rendement en veel meer vervorming oplevert.

Die IRF510 is, zoals waarschijnlijk bekend, een schakelmosfet. Dat betekent dat er maar een klein gebied is waarin deze 'liniair' is of als zodanig reageert. Tevens moet de mosfet bij een trafoverhouding van b.v. 1:4 veel verder in zijn laagomige gebied gestuurd worden. Dát laagomige gebied ligt buiten het liniare deel van de stuurspanning en er lijkt haast kwadratisch meer stuurspaning op de gates nodig te zijn om de fet verder naar de nullijn te sturen. Het aantal windingen meer boven de vier doet er voor de 1:4 verhouding niet echt veel toe. De getransformeerde impedantie blijft immers 12.5:50 of misschien zelfs 6.25 ohm tijdens het 'swingen' van de push-pull.

I.i.g. lijk bij 1:4 de bias 4x hoger te moeten zijn om de sinus richting nullijn te krijgen. Gevolg daarvan is dat er in het overlappende 'liniare' deel waar de mosfet nog een hogere weerstand heeft óók meer stroom gaat lopen en er dus veel meer vermogen in de mosfet gaat zitten.

Het zelfde effect treed ook op als ik de stuurspanning verhoog.

Tevens gaat er bij 1:4 of hoger véél meer vermogen in de transformator zitten, die dan i.d.d. snel heet wordt. Meer secundaire windingen betekent dus niet een beter vermogen om dat ook weer af te nemen/geven. Kan zijn dat de FT140-43 veel sneller in verzadiging wordt gestuurd bij 1:4 en hoger. Zelfs bij 1:3 neemt de warmteontwikkeling sneller toe.

Met 1 tot twee windingen primair is die weerstand en koppeling naar de core kennelijk te klein. Beste resultaat qua rendement en minste vervorming kreeg ik met 3 windingen ^{2.5^2} primair en 6 windingen 1.5 secundair. (installatiedraad)

Met luidsprekerdraad met meerdere kleine kerntjes (litze?) is het rendement net 1 of 2 procent beter. En dit is makkelijker om de core te wikkelen dan installatiedraad.

De max op 15 volt is i.i.g. 39 dBm aan 13.5 watt (900 mA) dc opname. De modulatie blijft dan mooi +6 dBm bij 33 dBm carrier.

Rendement op alleen de carrier is wel slechter, 11.25 watt (750 mA) dc opname.

Beste rendement geeft een bijna blokgolf, dan gooit ie er 42.5 dBm aan 22.5 watt dc opname uit. Kan er alleen niet meer gemoduleerd worden via de bias. Dat moduleren via de bias wordt net boven de 39 dBm ook per 0.1 dBm meer 2x slechter. Hij clipt dan op de toppen en uiteindelijk ook op de nulas omdat de audio modulatie veel te hoog wordt. Tevens vindt mijn lowpass filter dat niet fijn omdat die dan een fors spectrum aan harmonischen moet wegwerken. Wat ook weer de nodige warmte opwekt. Het idee rond PWM ga ik later nog wel eens onderzoeken.

Het laagohmig maken van de gates heb ik ook geprobeerd o.a. wegens de capaciteit van de gates. Maakte op zich niet heel veel verschil voor de eindtrap zelf. Wel had de BC548 'darlington' ondersteuning van een BD137 nodig omdat deze de benodigde stroom door 2x 100 ohm niet goed kon verwerken.

Dus ik ga dit schema optimaliseren voor 1 tot 6 watt PEP omdat hij op antenne toch weer iets meer afwijkt dan op een perfecte dummyload 50 ohm impedantie.

Uiteindelijk wil ik de boel gaan besturen met een Atmega 328 of 168 die met een AD9833 de carrier opwekt in een 9 kHz raster, FWD en REF meet, een drietal 7th order Chebyshev lowpass filters afhankelijk van welk frequentiegebied schakelt en die max 6 dBm modulatie bewaakt.

Helaas kan de Atmega geen DSP aan, dus de 4.5 kHz audiofilter en limmiter met opamps regelen. Wordt ook nog wel even wat om die 4.5 kHz net zo mooi strak te krijgen als wat m'n stereotool nu er uitgooit.

Uiteraard blijven tips, ideeën, adviezen enz. van harte welkom.

Alvast nogmaals dank aan allen die veel meer weten van RF dan deze LTS'er en dit wilden delen.

Ha harry64,

Eerst even een vraag welke halfgeleider ga je nu gebruiken de IRF510 of de rd15hvf1 ?
Beide zijn te gebruiken maar hebben een verschillend aanpak nodig let hier op !

Wat ook een puntje van aandacht is.... is de opbouw als ik jou schema van een andere kant bekijkt en,
rekening hou met de Miller capaciteit Cgd van de F.E.T. dan kan je te maken krijgen met een fenomeen wat we "squegging" noemen,
ofwel een zelf squegging of zelfdovende oscillator.
Dit is een oscillator die stopt met werken voor een vooraf bepaalde tijd na het voltooien van een of meer cycli.
De gate bias neemt toe tijdens oscillatie totdat de oscillatie wordt gestopt en neemt vervolgens af totdat de oscillatie is hersteld.
Ook wel de squegger of blokkerende oscillator genoemd het fenomeen wat ontstaat noemen we ook wel het motorboot effect !
Ik weet uiteraard niet welke apparatuur je beschikbaar heb maar een detector is zo gemaakt.
Neem een 1N4148 en een reconstructie filter ( D.C. pad ) en klaar je kunt dan dieper kijken en luisteren....

De punten die je beschrijft daar heb ik al op gewezen,

Op 30 oktober 2021 21:10:09 schreef electron920:

De M.O.S.-F.E.T. is een nogal grillige halfgeleider en heeft maar een klein lineair gebied
d.w.z. zonder linearizer zal de vervorming niet uitmuntend zijn

Nu kan de afhankelijkheid een lineaire functie van spanning zijn, of zelfs een kwadratische functie!
En die laatste betekend heel veel harmonische en dus vervorming.......

Dat heb je goed ontdekt denk ik

Zorg er voor dat de bias voeding een hele lage impedantie heeft dit zien vele over het hoofd
Een trafo met een wikkel verhouding tussen de 4:1 tot 9:1 is over het algemeen prima let wel op de reactantie!
Stabiliseer de ingang dit is even zo belangrijk anders zal je versterker nooit unconditionally stable werken !

Even helder maken welke F.E.T. wil je gaan gebruiken ik had nu een ontwerp gemaakt met de rd15hvf1
wel in klasse AB voor klasse C met een goede broadcast kwaliteit komt veel meer kijken dan voor spraak H.A.M. radio !
Ik weet niet of zo'n schakel F.E.T. wel bruikbaar is met een linearisering eens kijken.....

Groet,
Henk.

Mijn aanname met de rd15hvf1 was dat deze, onder andere een betere thermische weerstand naar het koelblok want geen isolatie nodig, een gunstiger liniar bereik en betere (lagere) on-weerstand en lagere gate capaciteit zou hebben dan de irf510. Waarschijnlijk is dat ook wel zo maar in dit ontwerp maakt dat weinig verschil naar mijn idee. Een beetje alsof je een formule 1 motorblok in een fiat panda bouwt.

Wat ik onderschat had was het verschil tussen AM en FM. Bij FM is de amplitude constant en dus veel makkelijker in het meest gunstige bereik van de mosfets te plaatsen. Met AM is dat lastiger omdat er geen a-liniariteit mag optreden tussen (bijna) 0 en gewenst maximaal uitgangsvermogen.

De meetapparatuur hier is:

2x een Dynatek 8040

Agilent 8593E met 3.9 gHz tracking generator en kuren op i.i.g. de lage bereiken.

Een drietal SDR's van SDRplay, RSP1A, RSPduo en RSPdx.

Ascel 1Hz-10MHz functiegenerator.

Chinees LCR metertje.

100 cW (chinaWatt) 50 dB verzwakker. Dus niet meer dan 50 watt in proppen.

Zelfbouw audio dummyload/verzwakker voor 2x 400 watt 16 ohm of 4x 200w 8 ohm of 2x 400 watt 4 ohm of 1x 800 watt 2 ohm

FS1-4 of FSI-4 van Monacor swr en watt meter voor de hogere frequenties.

(zelf ontwikkelde) meetbrug met 24.5 dB demping die van 500 kHz tot 33 Mhz redelijk vlak is qua FWD en REF aan 50 ohm.

2x Philips PE4811 0-75 volt 0-1 ampère voedingen.

En een stapeltje chinese SMPS voedingen: 12v-2a, 15v-3a, 15v-5a, 18v-5a, 36v-6a

Stereotool met minimaal FM licentie om AM bandbreedte en MPX e.d. op te wekken.

Verder wat mechanisch spul:

Proxxon TBM-220 printboor en tafelcirkelzaag KS-230 met diamant zaagblad.

Emco Unimat4 draaibank

Gamma tap en draadsnij set m3-m12 en een speciaal voor alu 3xm3 tapsetje

Ow enne een Weller WECP-20 soldeerbout en Aoyue 968 hotair soldeerstation.

Op 1 november 2021 12:28:52 schreef harry64:
Wat ik onderschat had was het verschil tussen AM en FM. Bij FM is de amplitude constant en dus veel makkelijker in het meest gunstige bereik van de mosfets te plaatsen. Met AM is dat lastiger omdat er geen a-liniariteit mag optreden tussen (bijna) 0 en gewenst maximaal uitgangsvermogen.

Je bedoelt waarschijnlijk het verschil tussen klasse A/B en klasse C.

Een betere en vastere koppeling tussen primair en secundair op een ringkern kun je maken door de beide draden van de windingen met elkaar te twisten.
Of kruislings wikkelen is ook een goede manier.
Ik heb laatst met de IRF510 in totaal 6 stuks een balans eindtrap gemaakt op een frequentie van 3,5 tot 7MHz.
Met de RD15 stuurde ik die in, in klasse A.
Daar heb ik helemaal geen problemen mee gehad.
Gaf probleemloos 120 Watt p.e.p. in klasse A/B, de modulatie kwam uit een balans modulator met transistoren (BC550).
De voeding van de eindtrap was 28 Volt.

Op de print, rechtsonder zit de SWR meetbrug (directional coupler) gemaakt met tweemaal de FT50-43 ringkernen.

Ha harry64,

Daar kan je goed mee vooruit het enige wat ik mis is de tandenborstel

Ik ben nu even weg later meer, maar daar was ik al een beetje bang voor,
gezien je experimenten met de bias instelling !
Maar dan ga je toch voor de rd15hvf1 dat is een R.F. F.E.T. en iets meer lineair maar redelijk aan de prijs.

Aan de andere kant is een FQP13N10 dit is een Q.F.E.T. een bruikbare F.E.T. en kost bij de C € 0,93 !
Let wel op deze F.E.T. heeft een vleugje D.M.O.S. dus feed back gebruiken om ruim binnen de bias blijven met name tijdens de adempauzes....

Misschien met deze een opzetje maken, zelf gebruik ik de IXRFD615X2 in balans 600 Watt maar in een hele andere toepassing.
Later meer.......

Groet,
Henk.

Op 1 november 2021 13:18:19 schreef Martin V:
[...]

Je bedoelt waarschijnlijk het verschil tussen klasse A/B en klasse C.

Een betere en vastere koppeling tussen primair en secundair op een ringkern kun je maken door de beide draden van de windingen met elkaar te twisten.
Of kruislings wikkelen is ook een goede manier.
Ik heb laatst met de IRF510 in totaal 6 stuks een balans eindtrap gemaakt op een frequentie van 3,5 tot 7MHz.
Met de RD15 stuurde ik die in, in klasse A.
Daar heb ik helemaal geen problemen mee gehad.
Gaf probleemloos 120 Watt p.e.p. in klasse A/B, de modulatie kwam uit een balans modulator met transistoren (BC550).
De voeding van de eindtrap was 28 Volt.
[bijlage]
Op de print, rechtsonder zit de SWR meetbrug (directional coupler) gemaakt met tweemaal de FT50-43 ringkernen.

Mooie opbouw. Ik zag ook feedback met 220 ohm 100n? En ik dacht ook 2x 1K bij je ingangstrafo te zien.

Mijn experimentele brouwsel ziet er zo uit:

AD9833 die ongeveer 300 mv top levert. Wordt met een bc546 in klase a naar 1 volt top gebracht en gaat daar de ingangstrafo in, dat is een FT37-40 met 10 windingen trifiliair.

Modulator en bias instelling.

Nano besturing

9 volt stabilisatie voor bias en modulatie

lowpass (1200K) en FT140-43 waar nu even 2x3 met center voeding zit en 6x uitgang.

En de directional

En voor Henk... Kijk de tandenborstel..

[Bericht gewijzigd door harry64 op maandag 1 november 2021 17:24:40 (47%)

Mooi experiment, heel herkenbaar!

Die AD9833 nanobesturing: is dat open source? Is dat ergens te vinden op internet of wil je dat beschikbaar stellen?

Op 1 november 2021 18:31:33 schreef Brightnoise:
Mooi experiment, heel herkenbaar!

Die AD9833 nanobesturing: is dat open source? Is dat ergens te vinden op internet of wil je dat beschikbaar stellen?

Is gewoon op het net te vinden. Sommige delen komen uit online cursussen en daar heb ik dan zelf weer wat omheen gebreid.

Het is nog lang niet klaar. Ik doe steeds wat verder ontwikkelen als ik wat nodig heb.

// AM 1W PEP Transmitter
#include <EEPROM.h>
#include <SPI.h>
#include <LiquidCrystal.h>

#define Clock 3                             // Pins for rotary encoder and switch
#define Data 9
#define Push 12
#define FSYNC 10                            // Standard SPI pins for the AD9833 waveform generator.
#define CLK 13
#define DATA 11

LiquidCrystal lcd(1, 0, 2, 4, 7, 8);        // Pins for lcd screen

long freq;
int currentStateClock;
int lastStateClock;
int btnState;
String lpF;

void lpFsub(int freq){
  if (freq >=531 && freq <= 765){lpF = "LpF 850 KHz    ";}
  if (freq >=774 && freq <= 1107){lpF = "LpF 1200 KHz   ";}
  if (freq >=1116 && freq <= 1602){lpF = "LpF 1700 KHz   ";}
  lcd.setCursor(0,1);lcd.print(lpF);
}

void WriteRegister(int dat) {
  SPI.setDataMode(SPI_MODE2);      
  digitalWrite(FSYNC, LOW);           // Set FSYNC low before writing to AD9833 registers
  delayMicroseconds(10);              // Give AD9833 time to get ready to receive data.
  SPI.transfer(highByte(dat));        // Each AD9833 register is 32 bits wide and each 16
  SPI.transfer(lowByte(dat));         // bits has to be transferred as 2 x 8-bit bytes.
  digitalWrite(FSYNC, HIGH);          // Write done. Set FSYNC high
}

void AD9833setFrequency() { // Set the frequency in KHz registers in the AD9833.
  WriteRegister(0x100); // Reset
  delay(10);
  long FreqWord = ((freq*1000) * pow(2, 28)) / 24999837.0;  // On-board crystal reference frequency with correction.
  int MSB = (int)((FreqWord & 0xFFFC000) >> 14);            //Only lower 14 bits are used for data
  int LSB = (int)(FreqWord & 0x3FFF);                       //Set control bits 15 ande 14 to 0 and 1, respectively, for frequency register 0
  LSB |= 0x4000;
  MSB |= 0x4000;
  WriteRegister(0x2100);  
  WriteRegister(LSB);                  // Write lower 16 bits to AD9833 registers
  WriteRegister(MSB);                  // Write upper 16 bits to AD9833 registers.
  WriteRegister(0xC000);               // Phase register
  WriteRegister(0x2000);               // Set to SINE
}

void setup() {
  SPI.begin();
  delay(50);
  lcd.begin(16,2);lcd.clear();
  EEPROM.get(0,freq);
  if (freq < 531 || freq > 1602){freq = 531;EEPROM.put(0,freq);
  lcd.setCursor(0,0);lcd.print("Innit eprom");delay(1000);}
  EEPROM.get(0,freq);

  pinMode(Clock,INPUT_PULLUP);
  pinMode(Data,INPUT_PULLUP);
  pinMode(Push, INPUT_PULLUP);
  currentStateClock = digitalRead(Clock);
  lastStateClock = currentStateClock;
  btnState = digitalRead(Push);

  AD9833setFrequency();                  // Set the frequency from memory
  lcd.clear();lcd.setCursor(0,0);lcd.print(freq);lcd.setCursor(5,0);lcd.print ("KHz 9K Grid");
  lpFsub(freq);
}



void loop() {
  currentStateClock = digitalRead(Clock);                                  // Read the current state of CLK If last and current state
  if (currentStateClock != lastStateClock  && currentStateClock == 1){     // of Clock are different then "pulse occurred"
                                                                           // React to only 1 state change to avoid double count
    if (digitalRead(Data) != currentStateClock) {freq=freq + 9;            // If the Data state is different than the Clock state then
    if (freq > 1602){freq = 1602;}}                                        // the encoder is rotating "CCW" so we decrement
    else {freq=freq - 9; if (freq < 531){freq = 531;}}                     // Encoder is rotating CW so increment
    AD9833setFrequency();
    lcd.setCursor(0,0);
    lcd.print("    ");
    lcd.setCursor(0,0);
    lcd.print (freq);
    lpFsub(freq);
   }
  lastStateClock = currentStateClock;       // We save last Clock state for next loop

  int btnState = digitalRead(Push);         // Read the button state
  if (btnState == LOW) {                    //If we detect LOW signal, button is pressed
      lcd.setCursor(0,1);
      lcd.print("Store           ");
      EEPROM.put(0,freq);
      delay(1000);
      lpFsub(freq);
    }
  delay(1);                                 // Put in a slight delay to help debounce the reading
}

Dank je, maar is dit Arduino code?
Dat wordt dan een nieuwe hobby er bij.....

Yep, Arduino it is. Kennelijk niet al toe moeilijk als zelfs ik het min of meer begrijp.
Wekt op zowel de Atmega 168 als 328. Wat bij mij op het bordje steekt is een Arduino Nano.

[Bericht gewijzigd door harry64 op maandag 1 november 2021 20:11:12 (34%)

Op 1 november 2021 17:15:46 schreef harry64:
[...]

Mooie opbouw. Ik zag ook feedback met 220 ohm 100n? En ik dacht ook 2x 1K bij je ingangstrafo te zien.

Dat heb je heel goed gezien, het tegenkoppel netwerk bestaat uit een 330 ohm weerstand van 1 Watt? en een keramische C van 10nF in serie.
Die serie schakeling staat direct op de drain en gaat op de gate van iedere versterker.
Tussen iedere gate van de Mosfets is een weerstandje in serie geplaatst tegen ringing (parasitaire uitslingeringen).

Da's dan weer een 47 ohm weerstandje o.i.d. toch?

En ik had i.d.d. klasse A en C verwisseld. A is de powervreter, niet C. Waar het bij mij misgaat is dat A die de typische B vervorming rond nuldoorgangen moet voorkomen nogal veel de overhand neemt als ik de fet's verder wil dicht (laagohmiger) wil sturen. Daar lijkt voor die laatste loodjes dan steeds een verdubbeling van de gatespanning nodig te zijn. Ik zat met de IRF's i.i.g. op 7 volt om dichter bij die lagere fet-weerstand te komen. En dan krijg ik dus een sinus met een hele uitgerekte top vanaf ongeveer de helft van het totaal. Een soort steil dakje. Of hij gaat plat voor dat de max van 30 volt wordt bereikt. Dan vlakt ie rond de 20 volt al af.