Goede VFO-buffers

Op 8 februari 2016 16:58:51 schreef dawmast:
Waarom moet dit trapje dan zo veel stroom trekken?

Mijn gok:

De uitgangsimpendatie is ongeveer gelijk aan de tweede emitterweerstand. Als je die verhoogd gaat dus ook de uitgangsimpendantie omhoog, wat onwenselijk kan zijn voor een buffer.

Je kan ook met gelijke emitterweerstand de ruststroom verlagen, maar dan verlaag je ook het uitstuurbereik (en de DC bias stabiliteit). Voor een lager uitstuurbereik zal het wel kunnen met een kleinere ruststroom. Maar ook weer niet te laag, want dan kom je in het niet lineaire gebied van de transistoren waardoor je weer vervorming krijgt bij grotere amplitude.

De sturende trap zou misschien wat zuiniger ingesteld kunnen worden, maar mogelijk heeft dat weer gevolgen voor het minder constant zijn van de gain over het frequentiebereik.

Hi,

De impedantie aan de emittor is NIET die van de emittor weerstand!

Natte vinger regel: bij 1mA stroom door de collector/emittor is de impedantie aan de emittor ongeveer 26 Ohm, en bij 2mA 13 Ohm enz.
Wil je het precies weten lees dan het onderstaande document door en ga lekker rekenen
www.bramcam.nl/Diversen/2013_Input_output_impedance_9.pdf

Voor de collector geld wel "ongeveer" dat de collector weerstand ook de impedantie daar is.
Dat geld dan alleen voor de lagere frequenties waar de versterker trap voor bedoeld is.
In de hogere frequenties spelen allerlij paracitaire elementen mee.

Is er AC feedback van de emittor aanwezig naar een voorgaande trap, dan is de impedantie aan de emittor ~0 Ohm

Bovenstaande is dus waar je meestal rekening mee kan houden, het is vrij complex als je het precies wilt weten.
Ik zou als buffer eerder kiezen voor een Fet + transitor oplossing als er b.v. ook wat gain nodig is.
Met de Fet kan er zeer los gekoppeld worden met de oscilator.
Ook de moderne snelle opamp kan je goed als buffer gebruiken.

Ook is een cascode mogelijk met Fet en transistor, de feedback is dan nihil naar de gate van de Fet
en de stroom loopt dan door beide transitoren, kan vrij zuinig zijn.
Alles is naturlijk weer afhankelijk van het signaal niveau en de gain die noodzakelijk is!

Zoveel mogelijkheden...

Gegroet,
Blackdog

Op 9 februari 2016 12:00:26 schreef blackdog:
Hi,

De impedantie aan de emittor is NIET die van de emittor weerstand!

Klopt inderdaad. Dan zou de uitgangsimpedantie hier ongeveer 4 ohm zijn. Als je zo laag wil ligt daarmee de benodigde stroom door de transistor dus min of meer vast.

Goed om te weten dat je op deze manier een hele lage uitgangsimpedantie kan krijgen Ik wist dat je het zo kon berekenen voor de ingangsimpendantie, maar het geldt dus (uiteraard) ook voor de uitgangsimpedantie!

TOEVOEGING:
Overigens blijkt volgens het artikel in de link de uitgangsimpedantie ook nog wel afhankelijk van de impedantie van de sturende bron ( Zout = rsource/(Beta+1) ). Bij een GBS versterker ligt de basis aan massa waardoor je wel simpelweg 26 Ohm/IE kunt nemen.

[Bericht gewijzigd door Tuxracer op dinsdag 9 februari 2016 13:32:04 (19%)

Bij dit trapje is de gain ongeveer 5dB en de fc 40MHz -3dB.
Maar de ontkoppeling van uit naar in is matig en dit is nu juist waar je een buffer voor inzet.

Groet Henk.

Bij hogere frequenties spelen parasitaire transistorcapaciteiten een grote rol. Niet alleen maar de Miller-capaciteit tussen de collector en de basis van de linker transistor die de versterking op hogere frequenties doet afnemen, maar ook de basis-collector en de basis-emitter capaciteiten van de rechter transistor. Deze capaciteiten vormen samen met de collectorweerstand van de linker transistor een laagdoorlaatfilter. Om deze problemen te beperken, moet je hoogfrequentorretjes in zulke buffertrappen gebruiken.

Bij sommige VFO-buffertrappen, zoals in het onderstaande schema, zie je dat er eerst een emittervolger zit, en dan pas de versterkertrap waar je het signaal vanaf de collector haalt. Het nadeel van deze configuratie is dat de interne basis-emittercapaciteit van de emittervolger voor ongewenste terugkoppeling zorgt, waardoor die kan gaan oscilleren. Om dat te voorkomen, plaats je een stopweerstand tussen de aftakking op de oscillatorspoel en de buffer.

Met een FET en een BJT kun je prima een cascodebuffer maken. Alleen zijn losse FET's steeds lastiger te verkrijgen, zie topic "BF245 is obsolete" http://www.circuitsonline.net/forum/view/129632. Ook het nadeel daarbij is dat je een hogere voedingsspanning moet gebruiken. Oplossing is dan om de zogenaamde 'Folded cascode' volgens het onderstaand schema te gebruiken.

ik kan helaas niet zo diep als jullie mee gaan in de theorie.
maar heb heel toevallig wel het eerste schema ook met de twee 2N2222 achter mijn DDS,
daarna een 2N3866 het schema weet ik niet meer 1 2 3 uit mijn hoofd iets met een varkensneus spoeltje 8wDg bifilair gewikkeld.
eigenlijk als een buffer trapje maar dan met dit toch wel aparte spoeltje.
ik heb het destijds eens gebruikt om de IRF510 aan te sturen (wat goed ging op MG)
maar denk dat dit ook goed zou werken inderdaad op KG en ook het aansturen van buisjes lijkt mij er mee te doen.

laatste schema lijkt me ook interessant,
zou dit ook met bijvoorbeeld een DDS kunnen werken met voor R6 een condensatortje?

VrGr Rob.

@ rob007,

Op elke frequentie en wat is je uitgangsspanning uit de DDS ?

Groet Henk.

Waarom moet dit trapje dan zo veel stroom trekken?

Daar zijn verschillende redenen voor o.a.:
- I_c ong. 5mA geeft vaak de grootste h_fe
- en vaak de hoogste f_T
- lage stroom, dus hogere weerstanden, geeft meer invloed parisitaire C's.

.
Solid State Design, blz. 21. De Maw en Hayward schrijven daar zelf het volgende over:

... we found the DC collector voltage of Q1 to be 8.7 Volts. Hence, the emitter potential of Q2 is 0.7V less than this, or 8.0 volts. The current in the emitter of Q2 is 20mA. When a drive signal is applied to this two-stage amplifier, the emitter of Q2 will follow the base, being 0.7 volts lower. For positive-going excursions of the output, signal current will be supplied to the external load and to the 400-Ohm emitter resistor from Q2. On negative-going output excursions, however, current is pulled out of the external load resistance and is allowed to flow into the 400-ohm emitter resistor. In this case, the maximum current we can handle on the negative-going excursions is 20mA peak. In general, the standing dc current in the follower must exceed the peak signal current that the emitter follower is required to deliver

Als ik "buffer" hoor, denk ik: common collector gevolgd door common base.

Geen vervelende Miller effecten, hoge ingangsimpedantie, constante uitgangsimpedantie. Daarnaast ziet de ingang quasi niets van varierende uitgangsimpedanties.

@Schimanski
Mooi rekenvoorbeeldje.
Dat is een gevolg van de externe load, het ontwerp en beschrijft de DC instelling voor grote signalen.

Op 9 februari 2016 18:19:23 schreef Schimanski:
[afbeelding].
Solid State Design, blz. 21. De Maw en Hayward schrijven daar zelf het volgende over:

Kijk eens aan, bronvermelding, dank u! Helaas wordt er veel zonder een dergelijke bronvermelding op het internet gepost, en blijven we het wiel opnieuw uitvinden (en gissen naar de bedoelingen van ontwerper).

Op 9 februari 2016 19:39:55 schreef rbeckers:
@Schimanski
Mooi rekenvoorbeeldje.
Dat is een gevolg van de externe load, het ontwerp en beschrijft de DC instelling voor grote signalen.

Wat je bij breedbandversterkers (voor bijv de CAI) weer terugziet.

[Bericht gewijzigd door Henry S. op dinsdag 9 februari 2016 19:52:11 (24%)

In dat bovenstaande schema is ook nog emitterdegeneratie toegepast d.m.v. een weerstandje van 100 Ohm in serie met de door de condensator overbrugde emitterweerstand. Op die manier kun je de spanningsversterkingsfactor van de buffer nauwkeurig definiëren. Want dat is dan Rc / Re.

Hier nog een VFO-buffer met shunt feedback uit "Solid State Design for the Radio Amateur. Hier wordt de spanningsversterkingsfactor bepaald door de verhouding tussen de weerstand van 10k tussen de emitter van Q3 en de basis van Q2 en de ingangsweerstand van 10k. Voordeel is dat je dan dit ook nauwkeurig kunt definiëren en dat de VFO constant een impedantie ziet van 10k, wat er ook gebeurt aan de uitgang van de emittervolger Q3.

.

Hi,

dawmast,
Ik zou waarschijnlijk toch ook nog een serie weerstand aan de uitgang opnemen.
Dit vooral als er een coax gaat worden gebruikt om het signaal te transporteren.
47 ohm is wat mij betreft een aardige waarde.

Gegroet,
Blackdog

Op 9 februari 2016 21:46:27 schreef blackdog:
Ik zou waarschijnlijk toch ook nog een serie weerstand aan de uitgang opnemen.
Dit vooral als er een coax gaat worden gebruikt om het signaal te transporteren.
47 ohm is wat mij betreft een aardige waarde.

Waarom zou je die weerstand daar plaatsen ?
Het verhoogd de uitgangsimpedantie van de buffer en verlaagd daardoor de versterking doordat er weer spanning over die weerstand gaat vallen.

Als door die weerstand de uitgangsimpedantie precies op 50 ohm zou uitkomen kan ik me er iets bij voorstellen, maar ik dacht dat het in principe niet perse nodig is om een 50 Ohm coax kabel aan te sturen met een bron die ook precies 50 Ohm is, of is dat wel zo ?

Hi Tuxracer,

Tja, waarom...

De laatste transistor blijft een emittor volger met de grote kans op generatie verschijnselen.
Des te groter de capacatieve belasting aan de emittor, des te meer kans op ongewende effecten.
Bij korte afstanden en met sinus vormige signalen is alleen een serie weerstand op deze plek voldoende.
De coax hoef je dan niet aan de ander zijde af te sluiten, hierdoor is het verlies aan signaal sterkte nihil.
Het hoeft trouwens geen coax te zijn om een emittorvolger te laten genereren, het kan ook 10cm draad zijn als deze b.v. langs een massavlak loopt.

Natuurlijk is het van belang dat je signaal niveau's kloppen voor je toepassing, maar stabiliteit gaat in mijn ogen voor

Let ook op dat deze buffer voor rond de 4Mhz gemaakt is, de weerstandwaarden zijn vrij hoog rond de buffertrap.
Ik denk zo met de eerste blik, dat deze buffer niet echt geschikt is voor zeg 20Mhz,
daar zijn de waarden van de weerstanden echt te hoog voor.
De bedradings capaciteiten gaan dan flink meespelen net als de collector-basis capaciteit van Q2.

Nog een tip.
Je kan bufferen wat je wilt, als je oscilator niet mechanisch goed gebouwd is en het liefst ingeblikt,
kan je niet verwachten dat het stabiel wordt...

Wat voorwaarden voor een stabiel gedrag
Temperatuur stabiel
Mechanisch stabiel
Metalen afscherming
Goede buffer, ruisarm
Schone stabiele voeding

Gegroet,
Blackdog

Op 10 februari 2016 10:26:09 schreef blackdoge laatste transistor blijft een emitter volger met de grote kans op generatie verschijnselen. Des te groter de capacitieve belasting aan de emitter, des te meer kans op ongewenste effecten.

Let ook op dat deze buffer voor rond de 4Mhz gemaakt is, de weerstandswaarden zijn vrij hoog rond de buffertrap. Ik denk zo met de eerste blik, dat deze buffer niet echt geschikt is voor zeg 20Mhz, daar zijn de waarden van de weerstanden echt te hoog voor. De bedradingscapaciteiten gaan dan flink meespelen net als de collector-basis capaciteit van Q2.

Nu wordt deze emittervolger Q3 niet direct voorafgegaan door een afstemkring, waardoor de kans op ongewenste oscillaties een stuk geringer moet zijn.

De ingangsweerstand van 10k vormt samen met de basis-emitter en de basis-collector capaciteit van Q2 een laagdoorlaatfilter die de versterking op 20 MHz flink doet afnemen. Ik denk dat de buffertrap genoemd in de startpost op 20 MHz beter presteert dan die andere hierboven, mits je de collectorweerstand niet te groot maakt en je voor de linker transistor een HF-torretje neemt.

@blackdog

Duidelijk verhaal. Ik dacht dat je die weerstand daar wilde hebben in verband met impedantiematching aan de coax. Blijft ook allemaal complex dat HF gebeuren.

Hi dawmast,

Nu wordt deze emittervolger Q3 niet direct voorafgegaan door een afstemkring,
waardoor de kans op ongewenste oscillaties een stuk geringer moet zijn.

Nee dus, dat is niet de rede!
Een capacitieve belasting van een emittorvolger is vragen om genratie verschijnselen,
dat heeft niets te maken of hij wel of niet op de afstemkring zit.

Er zijn meerdere manieren om dit te voorkomen zoals een basis weerstand,
of zoals ik hier aangaf een serie weerstand aan de uitgang.

Gegroet,
Blackdog

Op 9 februari 2016 18:47:56 schreef mathias718:
Als ik "buffer" hoor, denk ik: common collector gevolgd door common base.

Een cascode bijvoorbeeld, of dus die 'folded cascode' (vijf posts boven die van jou).

--

Solid State Design, blz. 21

Het schema uit de startpost is uit hetzelfde boek, pagina 99 (althans, dat staat in het schema). Mogelijk een andere druk?
Het is praktisch hetzelde, alleen is in het schema van de startpost de voeding nog wat ontkoppeld, en het emittercircuit van Q1 op de andere (maar equivalente) manier uitgevoerd.

De uitleg komt er (ook) op neer dat de uitgang van de buffer weliswaar erg laagohmig is, maar toch maar een beperkte onvervormde stroom kan leveren. Dat is geen tegenspraak: bij belastingvariaties in het normale ontwerpgebied verandert de spanning nauwelijks.

Op 10 februari 2016 11:48:03 schreef Frederick E. Terman:
De uitleg komt er (ook) op neer dat de uitgang van de buffer weliswaar erg laagohmig is, maar toch maar een beperkte onvervormde stroom kan leveren. Dat is geen tegenspraak: bij belastingvariaties in het normale ontwerpgebied verandert de spanning nauwelijks.

Die vervorming, hoe komt dat ?

Omdat bij de positieve inputvariatie de transistor de output hard omhoog trekt (emitter volgt de basis) en bij de negatieve inputvariatie de output afhankelijk is van het omlaag trekken door de emitterweerstand ? Dit is althans de uitleg van Maw en Hayward als ik het goed begrijp.

Ik vind dit een wat merkwaardig verhaal, want het lijkt me typisch iets dat opgaat voor de grootsignaal (LF) situatie. Daarnaast vraag ik me dan af hoe de uitgangsimpedantie zo laag kan zijn als de emitterweerstand verantwoordelijk is voor het omlaag trekken tijdens de negatieve periode. Je zou zeggen dat de uitgangsimpedantie dan toch gelijk is aan de emitterweerstand.

Mijn indruk is dat bij kleinsignaal HF vooral de dynamische weerstand van de emitter van belang is voor de uitgangsimpedantie, maar dat conflicteert dan weer met bovenstaande verhaal.

Het is bij kortegolfsuperhets van groot belang om de Local Oscillator te bufferen d.m.v. een buffertrap tussen de oscillator en de mengtrap. Zeker wanneer in de mengtrap de scheiding tussen de HF- en de LO-ingang slecht is, krijg je namelijk terugwerking vanuit de HF-ingangskring via de mengtrap naar de oscillatorkring. Dit probleem speelt vooral op hogere frequenties boven 10 MHz. Er treedt dan in de oscillator ongewenste menging op door sterke kortegolfsignalen vanuit de ingangskring, waardoor er storende zijbandjes in het signaal vanuit de oscillator ontstaan. Met als gevolg interferentiefluitjes bij de ontvantgst. Ook raakt de oscillator ontstemd wanneer je de ingangskring instelt op de sterkste ontvangst van het zendersignaal.

Die vervorming, hoe komt dat?

Het kleinsignaalverhaal gaat op, zolang de instelstroom groot genoeg is om er de signaalstroom uit te onttrekken.
Door de emitterweerstand loopt een 'continue' stroom, en de transistor levert steeds een beetje meer of een beetje minder. Dat kan snel genoeg.
Ga je meer signaalstroom vragen, dan komt de schakeling in tijdnood. De signaalspanning op de uitgang kan dan eenvoudig niet snel genoeg zakken.
Er is dus een maximale slew-rate, waaronder je moet blijven.

Als je naar de emitterstroom kijkt, is het probleem meteen duidelijk. Voeding 12V, Re 400 ohm, ruststroom 18mA; signaal 0,5V en 2V:

De tor gaat dicht, NIET omdat het ingangssignaal onder nul gaat, maar omdat de emitterspanning niet snel genoeg mee kan zakken, zodat Ube wèl onder 0,6V komt.

Het signaal op de uitgang lijkt bij 2V signaal erg op de groene lijn, maar met naar beneden zakkende onderkanten; dat heet van oudsher de 'trapeziumvervorming'.
Hetzelfde verhaal - en dezelfde trapeziumvervorming - heb je bij een AM-diodedetector die een signaal met een voor hem te hoge modulatiegraad moet detecteren - een ontwerpfout die nogal eens voorkwam.

Ik heb nog een simulatie gedaan van een emittervolger, en het blijkt dat de uitgangsimpedantie inderdaad heel laag is, veel lager dan de emitterweerstand. Dit lijkt een beetje contra-intuïtief, maar na er wat langer over nagedacht te hebben begrijp ik het wel min of meer. Je moet het denk ik zo zien dat er door de emitterweerstand een veel hogere stroom loopt dan normaal gesproken geleverd hoeft te worden door een bron met een relatief lage uitgangsspanning en lage uitgangsimpedantie.

Vb:

Een bron met een output van 100 mV en een uitgangsimpedantie van 50 Ohm hoeft maximaal 2 mA te kunnen leveren. Door een emitterweerstand van 470 Ohm kan b.v. 5 - 10 mA lopen, waardoor deze weerstand bij het uitschakelen van de transistor met gemak die 2 mA kan leveren en er dus uitziet als een bron met een veel lagere impedantie.