Uitkomst meting MOSFETversterker

Ja, het kan beter.

Als eerste: check de uitgangsspanning aan de andere kant van de 2200 uF condensator. De gemiddelde spanning moet hiet ongeveer de halve voedingsspanning zijn en dat kun je afregelen met de 2k2 potmeter aan de basis van de transistor, naar massa.

En ten tweede: de instelling van de ruststroom is heel erg kritisch. De andere potmeter is daarvoor bedoeld.In dit schema denk ik dat 100 mA een aardige waarde is. Ik vermoed dat (zonder belasting met een luidspreker) de ruststroom niet constant zal zijn.

Maar het schema is niet bedoeld voor serieus werk. Wel mooi voor simulaties.

De onderste fet zit ondersteboven. Draai die eens om?

De uitgangsspanning kan niet heel dicht bij de voeding en nul komen. Veel hoger dan 1,2 Vp ingangsspanning moet je dus niet gaan. Dan komt er zo'n 25 W gemiddeld uit; ongeveer 14,1 Vp. e: in mijn simulatie

e: Instelvoorbeeld bij mij (geen idee wat de ruststroom normaal zou zijn; dit lijkt redelijk):

Op zaterdag 13 januari 2024 23:45:42 schreef Frederick E. Terman:
De onderste MOSFET zit ondersteboven. Draai die eens om?

Bedankt voor deze correctie, is inmiddels aangepast in het artikel.

Super, hartelijk dank voor de hulp/antwoorden en het inzicht en...

MOSFET omgedraaid en.....Het werkt!!

Krijg een keurige (geïnverteerde) sinus aan de uitgang als ik een sinus aan de ingang aanbiedt:

Met behulp van een DCtransient grafiekje de potmeterwaarde opgezocht om de uitgang voor de elco precies op 1/2 Uv te zetten, bij 42,97% van de potwaarde is de uitgang precies de helft

Nu schrijft Brightnoise dat dit schema niet geschikt is om in t echt te gebruiken.

Nou heb ik geen plannen daarvoor maar: waarom is dat?

Is dat vanwege de vervorming?

Ik heb wat Fourier metingen gedaan bij een 1kHz ingangssignaal:

Maar nu het gekke:

1) De THD op de uitgang is in beide gevallen lager dan wat er in gaat (Collector T1 = VF1).

Dus eruit is beter dan wat erin gaat, dat vind ik vreemd.....

2) op nagenoeg 43% staat de voedingsspanning tussen de beide mosfets exact op de helft.

Echter... dan is de vervorming hoger dan dat ik de potmeter op 50% (en dus asymetrisch) zet.....

Iemand een idee hoe dat kan?

Zo zie je maar...des te dieper je ergens induikt des te meer vragen

Wel gaaf dat je zo met de computer dit soort dingen kan simuleren!
(ik gebruik Tina-TI, wel wat ervaring met LTSpice maar dat vind ik een stuk minder gebruiksvriendelijk).

In ieder geval al en alvast bedankt voor jullie hulp, helemaal top, dank!

Nu schrijft Brightnoise dat dit schema niet geschikt is om in t echt te gebruiken. Nou heb ik geen plannen daarvoor maar: waarom is dat?

Het is in de praktijk niet handig als je de potmeter steeds moet bijregelen. De stand is afhankelijk van temperatuur van de mosfets, voedingsspanning, veroudering enz.

Bovendien ontbreken allerlei beveiligingen, bijv tegen kortsluiten van de uitgang, en tegen te hoge temperatuur van de transistors.

Iemand een idee hoe dat kan?

De uitgang wordt via R2 tegengekoppeld naar T1. (Daarom is de versterking ook ca. 12x (27k/2,2k).)

Het uitgangspaar FETs is zelf niet symmetrisch en zou dus wel willen vervormen.
De tegenkoppeling zorgt ervoor dat die vervorming weer voor een groot gedeelte wordt gecompenseerd, zodat de uiteindelijke vervorming best meevalt.
Een bijkomstigheid daarbij is dat de collectorspanning van T1 dus vervormd is.

Als je het FET-paar alléén neemt en met een sinus aanstuurt, dan zul je zien dat de vervorming inderdaad daarin ontstaat.
Zie het schemaatje hieronder. De gate-spanningen (zowel DC als LF) zijn hetzelfde als in mijn eerdere schema. Je zult zien dat nu de vervorming in zijn geheel in de uitgang zit.

--
Het verdraaien van R4 in het oorspronkelijke schema verandert niet alleen de ruststroom, maar ook de amplitude van het signaal op de bovenste FET. Dat beïnvloedt natuurlijk ook de vervorming.

bovenop het tegenkoppelverhaal is er ook nog het feit de VF1 een spanningsmeting direct op de basis . dan meet je spanning over de basis emittor diode, en de karakteristiek daarvan is krom, dus ook de spanning..

de transistor is vooral stroomgestuurd, eigenlijk zou je die moeten meten, maar das een pak lastiger. Voor leering en vermaak zou je de tegenkoppeling eens kunnen losmaken, om het verschil in vervorming aan de uitgang te zien.

Op zondag 14 januari 2024 22:02:48 schreef kris van damme:
bovenop het tegenkoppelverhaal is er ook nog het feit de VF1 een spanningsmeting direct op de basis . dan meet je spanning over de basis emittor diode, en de karakteristiek daarvan is krom, dus ook de spanning..

Je pakt maar een klein stukje van de kromme V_BE karakteristiek en als dat stukje voldoende klein is, dan is dat stukje nagenoeg recht.

Op zondag 14 januari 2024 19:54:41 schreef Luke_789654:
Wel gaaf dat je zo met de computer dit soort dingen kan simuleren!

Je moet je wel realiseren dat zo'n ding niet alles simuleert!

In mijn studententijd heb ik een keer 5V op een diode gezet in de simulator. Het vermogen in de diode en uit de bron kon je uitdrukken als X * <het totale vermogen van de zon> (X > 1!)

Als jij de spanning tussen de mosfets afregelt op precies de helft van de voeding, dan zou het best kunnen dat er een onhandig grote stroom gaat lopen. Mogelijk is een iets ander instelpunt wat dat betreft beter en zul je tussen die twee moeten "schipperen"...

Ik vraag me af, als je een flinke condensator zet tussen de collector van Q1 en de loper van VR1, wordt de vervorming dan minder?
Beide MOSFET's krijgen dan onafhankelijk van de loperstand dezelfde wisselspanningaansturing.

Ik vraag me af, [...]

Aan beide kanten van de potmeter staat audio¹; het verschil is niet zo groot.
Zie mijn deelschema hier vlak boven: het verschil in gatesturing bedraagt daar 0,7 Vp LF op een totale LF-spanning van 13,3 Vp.

--
¹Meestal wordt R6 rechtop getekend, en C3 rechts ervan, zodat de bootstrap gemakkelijker herkenbaar is.

Op maandag 15 januari 2024 19:30:57 schreef Frederick E. Terman:
[...]
Aan beide kanten van de potmeter staat audio¹; het verschil is niet zo groot.

Je hebt helemaal gelijk!
Mijn bovenkamer is kennelijk niet zo fris meer.
Van de ene kant herkende ik de bootstrapschakeling en wist ik dat het knooppunt van VR1, R6 en condensator C3 de uitgangsspanning met een offset de uitgangsspanning van de versterker volgt, en van de andere kant zag ik niet dat de loper daarom automatisch ook de uitgangsspanning van de versterker met een offset volgt.

Wederom bedankt voor alle antwoorden.

k moet zeggen....hoe meer ik naar t schema kijk des te minder ik er van snap (bv die koppeling van het uitgangsknooppunt vd mosfets naar de basis via R2, samen met die condensator C3 die ook naar R2 loopt) maar ik ga me daar eerst maar eens zelf in zien te verdiepen (tref/zoekwoord bootstrap??)

Maar...erg top dat nu deze schakeling goed werkt en dat ik dat nu ook in mijn sim goed heb, nu kan ik deze schakeling onderzoeken en mee experimenteren wat bepaalde onderdelen doen nu ik ook weet dat ik de juiste instellingen met de sim (die ik ook aan t leren ben) heb gemaakt.

Dank nogmaals!

Op maandag 15 januari 2024 21:32:35 schreef Luke_789654:
maar ik ga me daar eerst maar eens zelf in zien te verdiepen (tref/zoekwoord bootstrap??)

https://verstraten-elektronica.blogspot.com/p/bootstrapping.html

Op maandag 15 januari 2024 22:08:15 schreef Jeever:
[...]
https://verstraten-elektronica.blogspot.com/p/bootstrapping.html

Aaah, dank je wel!

Oei, dat scheelt een boel werk! Dank je wel Jos.

Op dinsdag 16 januari 2024 15:09:56 schreef Frederick E. Terman:
Oei, dat scheelt een boel werk! Dank je wel Jos.

Ja, ik ben gisteren begonnen met lezen, vandaag afgerond en het is erg leerzaam, duidelijk uitgelegd, eveneens Jos hartelijk dank.

Even terug naar dit schema van de eerste post en wat ik ook niet terug vind in het verhaal van Jos:

In het schema is dus C3 de bootstrap condensator. Die is gekoppeld ad uitgang dus uitgang omhoog -> extra boost / spanning die doorgegeven wordt aan de 'bovenzijde' om zo de zaak extra in geleiding te brengen, dat kan ik volgen.

Maar: waarom moet de basisweerstand R2 ook aan die uitgang hangen en niet direct aan de +40V zoals wel meer gebruikelijk is bij ingangstrappen.

Is daar iets zinnigs over te vertellen (of een link naar hoe dit heet zodat ik t kan opzoeken?)

Wat ik me kan voorstellen is dat het een soort van extra versterking geeft: eindtrapspanning omhoog geeft ook extra basisspanning en dus ook extra Ube zodat die eerste transistor meer gaat geleiden maar goed...dat zou toch ook moeten werken als ie rechtstreeks aan de +Uv hangt ....

(overigens kan ik mezelf hier tegenspreken: ik heb het geprobeerd in de sim maar dan werkt t dus niet (vraag is dan dus wel waarom niet en wel als ie aan de eindtrap gekoppeld is).

Dan nog een vraagje over het vervangingsschema met die 2 spanningsbronnen en de 2 mosfets zoals je getekend hebt (en eveneens bedankt voor het meedenken/meetekenen en uitleg geven!)

Ik heb als eerste gekeken wat de parameters zijn van dat Sin commando (omdat ik TINA TI gebruik moet ik die waardes daar invullen).

Daarnaast heb ik met mijn sim gekeken wat in de schakeling de diverse waardes zijn bij mij inde sim-praktijk om te kijken of daar dan overeenkomst in zou zitten.

Wat in het vervangingsschema staat :
a) Sin(7.2 700m 1k 0 0 ) en
b) Sin(16.8 -13.3 1k 0 0)

Die a daar kom ik wel redelijk uit, volgens mij een DC offset van 7,2V , een amplitude (0 <-> top) van 700mV en een freq van 1kHz.

Maar dan b: offset 16,8V een amplitude van -13,3V ?? (en 1kHz freq).

Die -13,3V kan ik niet plaatsen.

De offset komt bij mij wel redelijk overeen, ik "meet" uit het schema een spanning van 7,03V resp 16,2V bij 42,75% potm (U uit is dan precies 20V)

Bij een Uin van 1V t-t heeft de onderste spanningsbron een amplitude van 6,95V (13,9V t-t) en de bovenste een amplitude van 438mV (876mV t-t)alhoewel dat nou niet echt op een zuivere sinus lijkt....

In totaal: dit is mijn vervangingsschema geworden:

Dit zijn de signalen:

En als ik nu de vervorming laat berekenen van alleen deze trap kom ik uit op
2,2% maar omdat mijn Ugs van die bovenste bron qua vorm afwijkt van wat ik in het totaalschema zie denk ik niet dat dit klopt.

Maar die vervorming laat ik maar even zitten, eerst maar eens de basis verder leren...

Wederom, bedankt alvast voor het meedenken en de antwoorden!

Wat in het vervangingsschema staat :
a) Sin(7.2 700m 1k 0 0 ) en
b) Sin(16.8 -13.3 1k 0 0)

De bovenste FET krijgt iets minder audio dan de onderste. Daarom staan de bronnen voor LF in tegenfase met elkaar: de een is plus, de andere min. Ik wilde gewoon de LF-sturing voor de bovenste met hetzelfde bedrag verminderen als in het voorgaande schema ook gebeurt.
Ik had ook een fase van 180 graden kunnen opgeven.

Ik heb voor die min (of de 180 graden) de onderste FET gekozen, omdat 'in het echt' de fase daar óók omgekeerd is ten opzichte van de ingang.

Kortom, de DC offsets zijn dus 7,2 en 16,8 V, en de LF-amplitude 0,7 en −13,3 V.
Oh ja, amplitude is piekwaarde; niet door twee delen dus.

Overigens hadden we natuurlijk ook béide bronnetjes met hun onderkant op de nul kunnen zetten. Die voor de bovenste FET zou dan natuurlijk andere waarden krijgen: een 7,2 V hogere DC en een 0,7 V kleinere amplitude dan die voor de onderste FET.
Ik heb dat niet gedaan, omdat ik het schema nog een beetje op het origineel wilde laten lijken; belangrijk is het echter niet. Hoofdzaak is dat de FETs in de simulatie gestuurd worden zoals in het echt ook gebeurt.

--
Maak je trouwens over de resultaten niet druk. De gebruikte modellen zijn gemiddelden over alle FETs van een type. Het is heel leerzaam om te zien wat er allemaal kan gebeuren, vooral wat instelling en ruststroom enzo betreft; maar het heeft geen zin hieruit meteen tienden procent vervorming te berekenen, al is de algemene tendens wél interessant.

Op dinsdag 16 januari 2024 19:47:09 schreef Luke_789654:
...
Maar: waarom moet de basisweerstand R2 ook aan die uitgang hangen en niet direct aan de +40V zoals wel meer gebruikelijk is bij ingangstrappen.

Is daar iets zinnigs over te vertellen (of een link naar hoe dit heet zodat ik t kan opzoeken?

R2 is een tegenkoppelweerstand van deze versterker.
De versterkingsfactor is grofweg R2/R1 = 27k/2,2k = 12,3x of ca 21dB

Op zondag 14 januari 2024 21:49:05 schreef Frederick E. Terman:
[...]
De uitgang wordt via R2 tegengekoppeld naar T1. (Daarom is de versterking ook ca. 12x (27k/2,2k).)

Dat schrijft FET ook.
Ook zorgt deze weerstand samen met R5, VR1, R3 en R6 voor een stabiele gelijkspanningsinstelling van de sources van de MOSFET's op ca halve voedingsspanning.
Als de gelijkspanning op dit punt, als de versterker in rust verkeert, om een of andere reden iets positiever wordt, dan wordt de stroom door R2 hoger. Ten gevolge daarvan zal de basisstroom en dus ook de collectorstroom van Q1 hoger worden. Door deze hogere collectorstroom zakt de collectorspanning en dus ook de spanning van de sources van beide MOSFET's. Veranderingen van de gelijkspanningsinstelling door externe oorzaken, bv door opwarming halfgeleiders, worden daardoor tegengewerkt oftewel beperkt.
Je kan het in je simulatie testen. Als het goed is dan is de spanning op de sources ca 20V. Verhoog je weerstand R2, dan zie je dat de spanning op de sources hoger worden. Verlaag je de weerstand R2, dan zie je dat de spanning op de sources lager wordt.

Super,

wederom bedankt voor jullie (uitgebreide) antwoorden, duidelijk uitgelegd, ik snap t.

Wat inderdaad wel zo is : zo'n simulator is een geweldig hulpmiddel maar het blijft iets theoretisch maar dingen in de praktijk (zoals temperatuurwisselingen) dat wordt niet 1-2-3 meegenomen (alhoewel dat geloof ik wel kan maar dat komt later nog wel eens.)

Goed, veel geleerd met iets wat begon met een simpele vraag over een schema wat ik niet aan de praat kreeg, ik ga met deze info weer verder, iedereen die heeft geantwoord hartelijk dank,